Formas de alimentar LEDs

[LuísR.A.]

Podes usar frequências mais baixas. O que pode acontecer é que, na fase de ON a corrente da bobina cresce a valores bastante altos e/ou na fase de OFF a corrente vai a zero. Poderás ter em média à mesma os 50mA no LED, só que com um ripple enorme (ou "aos picos") e eventualmente o LED poderá não gostar dos picos enormes (se deixares a corrente subir muito na fase de ON), mas um LED aguenta um pico 2 ou mais vezes a corrente recomendada (normalmente a datasheet diz). Valores baixos de variação de corrente e de inductância -> tempos pequenos.

Quanto ao circuito exemplo usar 25KHz, a verdade é que não sabes "em que condições", o circuito foi apresentado e nada foi dito ácerca do ripple ou da corrente no LED nem que tipo de LEDs etc. Ripples grandes é mais problemático com correntes altas (dissipação de energia e emissões electromagnéticas).

Eu quero tentar manter os 10% ripple porque depois com erros e tal de certeza que vai ser maior

[Njay]

Faz "qualquer coisa" para experimentar. A verdade é que se não tiveres um osciloscópio nunca irás conseguir "ver" o ripple! Se o ripple for demasiado alto para o LED, ele aquece. O mesmo para a bobina, e transistor, mas este último pode ser mais "natural" aquecer (ao contrário do LED, isto é, se for um LED normal, de baixa corrente).

[LuísR.A.]

Faz "qualquer coisa" para experimentar. A verdade é que se não tiveres um osciloscópio nunca irás conseguir "ver" o ripple! Se o ripple for demasiado alto para o LED, ele aquece. O mesmo para a bobina, e transistor, mas este último pode ser mais "natural" aquecer (ao contrário do LED, isto é, se for um LED normal, de baixa corrente).

Vou experimentar. Talvez consigo ter acesso a um osciloscopio.
Para saber a Vfw dos LEDs posso fazer testes com um regulador de corrente linear e medir.
Vou tentar arranjar o maior indutor para ter um dI baixo a frequências mais baixas

Vou usar um mosfet por isso supostamente não deverá aquecer muito pela resistência baixa.
Agora lembrei-me algo, ao carregar, as dissipações são apenas na resistencia do transistor e do indutor certo?
Tirando isso a energia é transformada em magnetismo em vez e calor?
Então num mosfet a dissipação é mínima e no indutor é apenas R*I*I certo?

[Njay]

Vou usar um mosfet por isso supostamente não deverá aquecer muito pela resistência baixa.
Agora lembrei-me algo, ao carregar, as dissipações são apenas na resistencia do transistor e do indutor certo?

A maior parte se calhar será dissipada na tua resistência de 1 Ohm para medição de corrente

Tirando isso a energia é transformada em magnetismo em vez e calor?
Então num mosfet a dissipação é mínima e no indutor é apenas R*I*I certo?

É sempre RxIxI, no MOSFET também. Mas no MOSFET não é só quando está ligado que dissipa; nas transições de e para ligado, dissipa bastante, dissipação essa que tem a ver com o tempo que ele demora a transitar, tempo este que é essencialmente definido pela "força" do seu driver. Esta dissipação de comutação é complicada de calcular mas pode aproximar-se por Pd(sw) = V x I x Fpwm x tc  sendo tc o tempo que demoram as transições (o tempo de liga->desliga + tempo de desliga->liga), I a corrente a passar no MOSFET quando ligado, V é a tensão de alimentação e Fpwm a frequência do PWM. Mas não te preocupes com isso agora .

[LuísR.A.]

Vou usar um mosfet por isso supostamente não deverá aquecer muito pela resistência baixa.
Agora lembrei-me algo, ao carregar, as dissipações são apenas na resistencia do transistor e do indutor certo?

A maior parte se calhar será dissipada na tua resistência de 1 Ohm para medição de corrente

Tirando isso a energia é transformada em magnetismo em vez e calor?
Então num mosfet a dissipação é mínima e no indutor é apenas R*I*I certo?

É sempre RxIxI, no MOSFET também. Mas no MOSFET não é só quando está ligado que dissipa; nas transições de e para ligado, dissipa bastante, dissipação essa que tem a ver com o tempo que ele demora a transitar, tempo este que é essencialmente definido pela "força" do seu driver. Esta dissipação de comutação é complicada de calcular mas pode aproximar-se por Pd(sw) = V x I x Fpwm x tc  sendo tc o tempo que demoram as transições (o tempo de liga->desliga + tempo de desliga->liga), I a corrente a passar no MOSFET quando ligado, V é a tensão de alimentação e Fpwm a frequência do PWM. Mas não te preocupes com isso agora .

So queria ver que tipo de calor podia gerar nos componentes. So queria ver +- se chega a estar quente ao toque ou mal se nota. 50mA tambem é baixo

[Njay]

Deve dar para fazer um cálculo por alto, tens os tempos, tens as resistências e as correntes.
A minha referência empírica é que dissipar 0.2W num TO-220 (pacote tipo o 7805) deixa o componente praticamente a escaldar ao dedo (outra regra empírica é que diz-se que escaldar ao dedo quer dizer que a temperatura é maior que 60ºC).

[LuísR.A.]

Deve dar para fazer um cálculo por alto, tens os tempos, tens as resistências e as correntes.
A minha referência empírica é que dissipar 0.2W num TO-220 (pacote tipo o 7805) deixa o componente praticamente a escaldar ao dedo (outra regra empírica é que diz-se que escaldar ao dedo quer dizer que a temperatura é maior que 60ºC).

lembro-me de dizeres para considerar num to-220 65ºC por cada 1W dissipado.
Claro que nas datasheet diz lá. Nos meus reguladores de 5V é 40ºC/W.

Então está bem. Vou aproveitar a encomenda da Mouser para arranjar uns indutores

Ps: Muito obrigado

[Njay]

Isso é aproximadamente a resistência térmica tipica entre o silicio e o ar para um TO-220 sem nenhum dissipador. Isso quer dizer que por cada 1W dissipado no pacote a sua temperatura sobe 65ºC (62,5ºC se não estou em erro, para os MOSFETs tipicos da IR). Se ele já estiver a 25ºC (como pode estar por exemplo hoje que tá quente lá fora), a temperatura final são 90ºC.

Se tiveres por aí umas boards velhas, algumas têm bobinas porreiras.

[LuísR.A.]

Isso é aproximadamente a resistência térmica tipica entre o silicio e o ar para um TO-220 sem nenhum dissipador. Isso quer dizer que por cada 1W dissipado no pacote a sua temperatura sobe 65ºC (62,5ºC se não estou em erro, para os MOSFETs tipicos da IR). Se ele já estiver a 25ºC (como pode estar por exemplo hoje que tá quente lá fora), a temperatura final são 90ºC.

Se tiveres por aí umas boards velhas, algumas têm bobinas porreiras.

Agora lembrei-me que tenho aqui uns walki-takie desmontados. Tenho de tentar tirar os inductores.
De qualquer maneira queria assim uns grandes em indutancia e que sei bem os valores de corrente e resistência.

[LuísR.A.]

Pelas contas que tenho feito reparei que a percentagem de trabalho que tem de estar ligado o PWM é:
1-(V-(V+Vfw)).
No meu caso 1-(12-(12+30))=1-(12/42)=0,714%
Depois é aumentar a frequência para diminuir o ripple.

Se esta relação não estiver bem certa, (não ser bem 12V nem 30V) não há a probabilidade de a corrente ir diminuindo ou aumentando?
Vou ter de ver como evitar isto. Talvez ir corrigindo o carregamento de alguns em alguns ciclos. Ou então sempre que a corrente média fosse muito diferente descarregava e carregava de novo até 50mA.
Tipo medir a corrente ao longo de alguns segundos, fazer a média e ver se está dentro de valores aceitaveis.
Até pensei fazer PWM por software, media a corrente a descarregar e a carregar. Fazia while(di<5mA). O problema é que acho que não consigo uns valores estaveis o suficientes. A minha resolução é apenas de 1,5mA. E tambem para o que é não é necessário algo com tanto controlo

Posso tambem medir mesmo o Vfw dos LEDs com um op-amp em modo diferencial ou como se chama. Tenho cá uns op-amps

[LuísR.A.]

Depois de pensar já sei como fez naqueles site.

Ele carrega e descarrega o indutor completamente. Como o PWM normal com um transistor.
Por isso o di é igual à corrente máxima que queremos no LED.

[Njay]

Não entendi isso da "percentagem de trabalho". E tens aí somas mas depois divides. Se tás a falar do ciclo activo do PWM, é natural que haja uma relação, mas não sei se será linear.

O ideal é monitorizares a corrente da bobina na subida. Ligas o MOSFET e depois ligas o comparador de tensão do micro (que é muito mais rápido que o ADC). Quando a corrente chegar a X, o gajo gerar-te uma interrupção e aí desligas o MOSFET e o comparador. A seguir aplicas um tempo fixo que ajustas para a corrente desejada no LED e ripple, e depois voltas ao inicio e repetes. Neste esquema não usarias uma máquina de PWM do micro. Se o micro tiver um DAC, poderás usá-lo para definir a corrente máxima.

Ele carrega e descarrega o indutor completamente. Como o PWM normal com um transistor.
Por isso o di é igual à corrente máxima que queremos no LED.

É o mais provável. Mas a corrente máxima no LED não é a corrente média. Isto quer dizer que a corrente máxima até podem ser "10A" mas o LED acender fraquinho.

[LuísR.A.]

O meu ADC é  200-ksps.

Pois o comparador...acho que tem. Tenho de ver se o meu compilador tem já a biblioteca em C++ senão tenho de me ir meter aos registos.

Como poderei usar um DAC? Acho que nem tem.

Tenho de ver melhor isso tudo depois

[Njay]

200ksps quer dizer que são pelo menos 5us para tirar uma medida, depois ainda tens que comparar a medida com um valor, e entretanto a corrente vai subindo (di = V dt / L = 12V x 5us / 650uH  ~ 92mA!). O comparador de tensão é muito mais rápido; o dos AVR por exemplo reage em menos de 0.5us (~9mA). Por aqui se vê que dificilmente conseguirias ter um ripple só de 5mA, era preciso electrónica/micro muito mais rápidos.

O comparador tem que comparar a tensão na resistência de shunt (medir corrente) com uma outra tensão de referência (que define o ponto de comparação), e é esta tensão de referência que pode ser fixa, ajustada com um pot, ou ligada à saída de um DAC para ajuste por sw.

[LuísR.A.]

200ksps quer dizer que são pelo menos 5us para tirar uma medida, depois ainda tens que comparar a medida com um valor, e entretanto a corrente vai subindo (di = V dt / L = 12V x 5us / 650uH  ~ 92mA!). O comparador de tensão é muito mais rápido; o dos AVR por exemplo reage em menos de 0.5us (~9mA). Por aqui se vê que dificilmente conseguirias ter um ripple só de 5mA, era preciso electrónica/micro muito mais rápidos.

O comparador tem que comparar a tensão na resistência de shunt (medir corrente) com uma outra tensão de referência (que define o ponto de comparação), e é esta tensão de referência que pode ser fixa, ajustada com um pot, ou ligada à saída de um DAC para ajuste por sw.

Parece realmente a melhor solução. Devo usar um pot que tambem irei medir a tensão por ADC de modo a ter um feedback para saber o valor.
Ainda tenho de ver o funcionamento do comparador.


Para o tempo OFF parece que o ideal a 1mA de ripple e Vfw=30V é 1,56(6)uS. Como uso IDE tipo arduino só tenho os delay. Assim vou usar tipo 1 ou 2 micro-segundos. Depois mais tarde com melhor conhecimentos já faço uns tempos sem delays.
Algo que sem fazer é ligar um PWM a um pin interrupt 

Pela imagem pode-se ver que o comparador pode ser tão rapido como 120nS sem o filtro interno: